提到移相控制的全橋PWM變換器，電源工程師絕不會陌生。它是最常用的中大功率DC/DC變換電路拓撲結構之一。移相PWM控制方式其實是利用開關管的結電容和高頻變壓器的漏電感或原邊串聯電感作為諧振元件，使開關管能進行零電壓開通和關斷，從而有效地降低了電路的開關損耗和開關噪聲，減少了器件開關過程中產生的電磁干擾，為變換器提高開關頻率、提高效率、減小尺寸及減輕質量提供了良好的條件。然而，傳統的移相全橋變換器的輸出整流二極管存在反向恢復過程，會引起寄生振蕩，二極管上存在很高的尖峰電壓，需增加阻容吸收回路進行抑制。本文就將采取實例的形式，設計一臺 280 W移相全橋軟開關DC/DC變換器，該變換器輸入電壓為194～310 V，輸出電壓為76V。
主電路拓撲及工作過程分析
本設計所采用的主電路拓撲如圖1所示。其中VQ1～VQ4為4個開關管，VD1～VD4分別是4個開關管的寄生二極管，C1～C4分別為4個開關管的結電容和外接電容，VQ5和VQ6是2個箝位二極管，Lr是諧振電感，VDR1和VDR5為輸出整流二極管，CDR1和CDR2為輸出整流二極管的等效并聯電容。VQ1和VQ3組成超前橋臂，VQ2和VQ4組成滯后橋臂，每個橋臂的2個開關管互補180°導通，2個橋臂的導通角相差1個相位。即移相角，通過調節該相位就可以調節輸出電壓。這種拓撲通過增加2個箝位二極管VQ5、VQ6來消除次級整流管反向恢復引起的電壓振蕩，減小了次級整流管的電壓應力，并且箝位二極管VQ5、VQ6，在一個周期里分別只導通一次，減小了二極管VQ5，VQ6的電流損耗，提高了變換器的效率。圖2為變換器的工作波形，其中，iLr為Lr上的電流，ip為變壓器原邊電流，UAB為A、B兩點電壓差，iD5為VD5的電流，iD6為VD6的電流。
圖2中，在一個開關周期中，該變換器有16種開關狀態，這里只分析前8種狀態。在分析前，先作如下假設：除輸出整流二極管外，所有開關管、二極管、電感和電容均為理想器件，變壓器的漏感很小，可以忽略不計，Lf>>Lr/K2(K是變壓器原副邊匝比)，輸出整流二極管等效為一個理想二極管和一只電容的并聯。
1、狀態1[t0，t1]：在t0時刻以前，VQ1，VQ4和VDRl導通。在t0時刻，VQ1關斷，諧振電感上的電流iLr對C1充電，對C2放電，由于有C1和C2，VQ1為零電壓關斷，VD5和VD6不導通。
2、狀態2[t1，t2]：t1時刻，C3的電壓降為O，VD3自然導通，此時可以零電壓開VQ3。CDR2繼續放電，iLr和變壓器原邊電流ip繼續下降。
3、狀態3[t2，t3]：t2時刻，CDR2完全放電，VDR2導通，2個整流二極管都導通，副邊短接，iLr和ip相等，處于自然續流狀態。
4、狀態4[t3，t4]：t3時刻，關斷VQ4，ip給C2放電，給C4充電，iLr和ip相等，一起線性下降，由于有C2和C4，VQ4是零電壓關斷。
5、狀態5[t4，t6]：t4時刻，VD2導通，VD2能夠零電壓開通。t5時刻，ip由正向過零，且向負方向增加，由于ip不足以提供負載電流，VDR1和VDR2仍然導通，Vin全部加在Lr上，iLr和ip同時線性負增長。
6、狀態6[t6，t7]：t6時刻，VDR1關斷，VDR2流過全部負載電流。Lr與CDR1諧振，給CDR1充電，iLr和ip繼續線性負增長。
7、狀態7[t7，t8]：t7時刻，Cdr1電壓上升到2Vm，VD6導通，將原邊電壓箝位在Vin，因此CDR1電壓被箝位在2Vin/K，到t8時刻，ip等于iLr，VD6關斷。
8、狀態8[t8，t9]：在此狀態中，原邊給負載提供能量，iLr和ip相等。
