電源圈的朋友都知道，開關式電源柵極驅動要求對于低電壓高電流的應用而言尤其重要。原因在于通常由幾個MOSFET 器件并聯來滿足特定設計的高電流規范要求，因此單一集成電路控制器與驅動器解決方案就變得不再可行，MOSFET 并聯可降低漏極到源極的導通電阻，并減少傳導損耗。但是，由于并聯器件的增多，柵極充電的要求也隨之提高。本文就將針對PWM應用中的低電壓反饋進行講解。
輸出電壓接近低于1V電平，電源控制集成電路制造商推出了包括內部低電壓參考的產品，以適應新情況的要求。但是，如果設計人員希望既采用高性能驅動器，又使用包括的內部參考高于反饋電壓的 PWM，那該怎么辦?換言之，調節輸出電壓為 1V 的情況通常都需要 1V 或更低的參考電壓，由 PWM 內部誤差信號放大器的同相輸入提供。
應用電路(見圖 1)提出了一種備用方法，可反饋低于 PWM 參考電壓的輸出電壓。正常情況下，輸出電壓高于誤差信號放大器的參考，因此 VOUT 與接地之間簡單的電阻分壓器會將調節電壓設置在 PWM 誤差信號放大器的同相輸入的水平上。但是，當 VOUT 低于誤差信號放大器參考電壓時，反饋電壓必須分壓，而不是下降。分壓意味著必須從另一個調節電壓源添加一些額外的電壓至反饋電壓。
圖1 低電壓同步降壓反饋解決方案
UCC3803在引腳8上提供 4V 的內部電壓參考。此外，在 PWM 誤差信號放大器的同相輸入上的內部電壓為 VREF/2，或 2V。通過 R1 反饋 100% 的 VOUT，再通過 R2 反饋一部分 VREF，可在引腳2上對 UCC3803 反饋節點應用疊加的原理：
=×VREF + ×VOUT (1)
就圖 1 顯示的應用電路而言，UCC3803 配置為電壓模式操作，因此可適當選擇第三類補償方案。由于 R1 是控制環路補償的一部分，因此必須先計算出該值，然后根據以下方程式選出 R2的值：R2=×R1 (2)
舉例來說，假設先定 R1為 1kΩ，而 VOUT 為 1V，那么就可根據方程式3計算得出 R2的值如下：
R2=×(1×103W)=2kΩ (4)
如果應用中 PWM 控制器不向集成電路外部提供參考電壓，仍可應用上述技術，但還需要從其它調節源添加圖 1 中 VREF所提供的額外電壓。
選擇采用帶有集成驅動級的單一PWM控制器，還是考慮采用與PWM控制器分開的外部驅動器雙芯片解決方案，有時很難說清楚。雙芯片解決方案可實現性能增強的優勢，但也必須進行認真比較，因為它相對造成成本增加，而且失去了單集成電路方法的簡單性。不過，當低電壓、高電流以及高頻電源轉換的最佳性能絕對必需時，選擇哪種 PWM 控制器也就不必受限于誤差信號放大器參考電壓了。
